Научная литература
booksshare.net -> Добавить материал -> Электротехника -> Архипкин В.Я. -> "B-CDMA: синтез и анализ систем фиксированной радиосвязи " -> 55

B-CDMA: синтез и анализ систем фиксированной радиосвязи - Архипкин В.Я.

Архипкин В.Я., Голяницкий И.А. B-CDMA: синтез и анализ систем фиксированной радиосвязи — М.: Эко-Трендз, 2002. — 196 c.
ISBN 5-88405-038-0
Скачать (прямая ссылка): cdmasintezianalizdannih2002.djvu
Предыдущая << 1 .. 49 50 51 52 53 54 < 55 > 56 57 58 59 60 61 .. 73 >> Следующая


(Б - 1)(ГЧ -x)<t <Т = ТЧБ; (3.154)

ЯГ -|х|) = j3(1 -|Х|/Гч + -1)Гч -'-Б(Т* -(3.155)

причем в (3.154), (3.155) энергия отклика сокращается на |х|/7"ч. В случае 2 знакопеременных задержек X < 0 пик снижается на 2|х|/Гч и может вообще упасть до значения одного чипа с энергией Эч = 1, так как имеем:

(3.156)

(3.157)

(3.158)

(3.159)

(3.160)

(3.161)

Ух = Э(1 -2|х|/Гч) + ст~', ах<Гч/3, ат2=<х2>, <х> = 0; 72 = < ZІ>л > = Б2 < а,а, > = Б2/Б2 = 1 = Э4, a, = a1-(t1);

G2=I

Ы >1 ґ Б \2

Б Б



ду>=-

\б<Х2 > = Ea2^XiX, > = 0, НКП,

\Vw Jj W>1 [< (E2G2z )>, ЖКП;

q = 3/W0, q.t =T2/a2 =(ET4)2/E2E2 =T2Ja]-, q,=q2, a2 =T2/q2, а2 = c2/E2 =T2Jq2. uimiистическии ahaj игиэ ими ilm o-uumm-ou і vu їм «и і и-пи i wis о/о.и»

¦ ^t

Формулы (3.158) и (3.159) есть дисперсии флуктуации задержек на выходе СФ, поэтому в варианте ЖКП дисперсия может увеличиться в Б2 раз и как минимум в Б раз при HKIT (последний случай означает несинхронную флуктуацию от чипа к чипу, причем статистически независимую, чего на практике стараются избежать). В (3.160) q есть стандартное отношение С/Ш, где W0 - спектральная плотность мощности шума, a ^x- новое отношение С/Ш, в котором роль сигнала играет полная длительность ПСП T = БТЧ, а роль мощности шума - суммарная дисперсия флуктуаций запаздываний а2. Так как энергия пропорциональна Т, то исходя из размерности имеем равенство qz = q2, откуда находим, что дисперсия измерения задержки обратно-пропорциональна квадрату энергетического отношения С/Ш -результат хорошо известный, но полученный здесь совсем иначе.

3.9. Методы управления и настройки цифровых квадратурных компенсаторов

Целесообразно сначала оценить потенциальные возможности неоптимальных квадратурных [35] двухканальных (и многоканальных) компенсаторов (КК). Одним из основных является вопрос о количестве опорных колебаний или о качестве опорного колебания, которое, по-существу, определяет эффективность минимизации помех. Так, если, например, синусоидальные колебания основного (ОС) и опорного (ОП) каналов отличаются по фазе и амплитуде, но совпадают по частоте, то двумя (комплексными) весами можно устранить рассогласование. Иными словами, адаптивное опорное устройство является линейным. Если же имеются отличия по частоте, то принципиально (даже при совпадении фаз и амплитуд) необходимо использовать нелинейное устройство, точнее, опорный канал будет нелинейным либо, как минимум, линейным с переменными параметрами (если это позволяет получить разнос частот Q = ©ос - ©оп, ©оп ± ArQ, к = 0,±1,.... Если же ни при каком к равенство ©оп ± ArQ = Woc не выполняется, то цепь будет нелинейной.

Отметим, что в общем случае «не выручает» ни периодичность передаточных функций цифровых цепей, вызванная дискретной периодичностью входных данных, ни спектральные свойства нелинейных аналого-цифровых преобразователей. Так, рассматривая для простоты бинарное квантование, получаем биполярные импульсы (либо наличие импульса и его отсутствие в двойной логике). Спектр импульса есть функция типа sinc(/,G)) = [sin©(/ - nAt)]/[a>(t - «А?)], в которой Sinc(^5CO1) > sin с(/,©2) при CO1 < CO2 , хотя бы в главном лепестке. Поэтому получить требуемое соотношение ©оп > OJoc при амплитуде Aon > Aoc невозможно. Это в общем означает невозможность компенсации при ©оп ^ ©ос как в линейном опорном канале, так и в его цифровом прототипе даже при большой разрядности квантования. И если в опорном канале реализуется все-таки линейная (аналоговая или циф- і і iada з

ровая) обработка в виде некоторого фильтра с переменными параметрами, что на практике чаще всего и бывает, то, учитывая вышесказанное, в опорном канале всегда полезно иметь набор гармоник с достаточно густой сеткой частот, априори перекрывающей неопределенность в спектре колебаний основного канала (при компенсации многокомпонентных помех с разнообразными спектрами).

Если же Aoc Ф Aon, то веса или импульсная характеристика фильтра зависят от амплитуд и фильтр в принципе является нелинейным. Это позволяет уменьшить густоту априорной сетки частот ценой, естественно, усложнения фильтра и увеличения, как правило, времени установления процесса адаптации. Причем в зависимости от структуры фильтра и спектра помехи разряжение сетки может быть неравномерным, например логопериодическим. В целом подобная ситуация есть следствие неполной оптимальности критерия МСКО.

Для рассматриваемых задач важными являются два вывода. Во-первых, надо стремиться к тому, чтобы в опорный канал попадало суммарное помеховое колебание помех, имеющихся на основном входе. Поэтому необходима дополнительная антенна либо соответствующий опорный процесс в опорном канале. Во-вторых, необходим учет отражений от местных предметов или появление MJIP, которые могут быть различными для антенн опорного и основного каналов. Учет различных наводок, переотражений и т.д. приводит к необходимости увеличения числа «степеней свободы» адаптируемого канала, например числа регулируемых весов, уменьшения дискретности элемента задержки с одновременным увеличением числа этих элементов и т.д. Поэтому практически всегда полезна любая априорная информация, что приводит к необходимости предварительного изучения помеховой обстановки хотя бы с точностью до количества разрешаемых гармоник (это зависит от требуемой степени подавления); например, бесполезно стремление получить 40 дБ подавления, если не учитывать гармоники, которые слабее наибольшей на 30 дБ. С учетом неидеальности технических устройств может потребоваться учет гармоник, слабее наибольшей вплоть до 50 дБ). Так, если на основной вход воздействует п помех с полосами частот Af , то при разрешении по частоте Af необходимое
Предыдущая << 1 .. 49 50 51 52 53 54 < 55 > 56 57 58 59 60 61 .. 73 >> Следующая

Реклама

c1c0fc952cf0704ad12d6af2ad3bf47e03017fed

Есть, чем поделиться? Отправьте
материал
нам
Авторские права © 2009 BooksShare.
Все права защищены.
Rambler's Top100

c1c0fc952cf0704ad12d6af2ad3bf47e03017fed